Реферат: Теория

При инженерном проектировании усилительных каскадов достаточную точность расчета обеспечивает следующая аппроксимация вольтамперных характеристик:

а) для крутых участков ВАХ, где Uси < Uзи - Uo), ток стока является

функцией двух напряжений:

                                                         (3.8)

где b - удельная крутизна МОП-транзистора, мА/В2;

где Сo - удельная емкость между металлом и поверхностью полупроводника (затвор-канал), определяет управляющую способность затвора, пФ/мм2:

где d - толщина диэлектрика ( d = 0,1-0,15 мкм).

Ключевые схемы работают на крутых участках ВАХ, то есть при очень малом остаточном напряжении на открытом МОП-транзисторе (порядка
0,1 В и меньше), следовательно, справедливо выражение Uси << (Uзи - Uо), а потому в формуле (3.8) можно пренебречь квадратичным членом, в результате чего она принимает вид

                                                                    (3.9)

Сопротивление канала

                                  R0 = 1 / b(Uзи - U0).                                    (3.10)

Как видно из (3.10) сопротивление канала можно регулировать в широких пределах , изменяя напряжение на затворе.

При Uси > Uсин  ток стока остается без изменения: Iс = Iсн, поэтому,подставив в формулу (3.10) значение , получим выражение (3.11) для пологих участков ВАХ;

б) для пологих участков ВАХ

                                                                    (3.11)

Из выражения (3.11) можно получить значение крутизны МОП-транзистора

S = b(Uзи - U0).

За номинальный ток МДП-транзистора принимается ток, соответствующий напряжению на затворе Uзи » 2Uo, следовательно S = bU0

                                  .                                       (3.12)

При номинальном токе через транзистор напряжение насыщения стока Uсин = Uо.

Примечание 1. Формулы, описывающие крутые и пологие участки вольт-амперных характеристик МОП-транзистора, справедливы для транзисторов, у которых концентрация примеси не превышает 1015см- 3. Если оговаривается более высокая концентрация примеси, то необходимо ввести поправочный коэффициент h в формулу (3.9), описывающую крутую часть стоковой ВАХ.

                                               (3.13)

где

jпм - контактная разность потенциалов между полупроводником и металлом; а - коэффициент, характеризующий влияние объемного заряда в подложке,

где N - концентрация примеси.

Как только напряжение на стоке достигнет значения насыщения Uсн, ток стока становится функцией лишь напряжения на затворе

() и напряжение насыщения

                                                               (3.14)

Следовательно, для пологой части ВАХ при высокой концентрации примеси справедливо выражение

                                                             (3.15)

Примечание 2. Проведенный анализ ВАХ МОП-транзистора справедлив для наиболее распространенного режима, когда исток транзистора соединен с подложкой. Если между подложкой и истоком приложено напряжение, то возможно «двойное управление током», так как ток стока становится фактически функцией двух напряжений, и в этом случае в формулу (3.15) необходимо внести соответствующую поправку, которая учитывает возможность двойного управления током:

Напряжение между подложкой и истоком Uпи берется по модулю. Как видно из последнего выражения, наличие напряжения между подложкой и истоком равносильно увеличению порогового напряжения.

Преимуществом МОП-транзисторов перед канальными является более высокое быстродействие, что объясняется меньшей длиной его канала.

Недостатком МОП-транзисторов в сравнении с канальными является наличие шумовых флуктуаций и нестабильность характеристик во времени. У канальных транзисторов этот недостаток отсутствует, так как у них канал отделен от поверхности обедненным слоем, что гарантирует отсутствие дефектов кристаллической решетки, загрязнений, поверхностных каналов - все то, что у МОП транзисторов является причиной шумовых флуктуаций и нестабильности характеристик.

3.4. Инженерные модели полевых транзисторов

3.4.1. Полевой транзистор с управляемым p-n-переходом

По правилам строгая эквивалентная схема канального транзистора предполагает использование модели с распределенными параметрами, так как области канала и затвора представляют собой распределенную RC-цепь. Однако расчеты, связанные с такой моделью, получаются неоправданно сложными, поэтому в инженерной практике используют эквивалентную схему с сосредоточенными параметрами (рис. 3.11). Схема дана без учета индуктивностей выводов полевого транзистора (ПТ), влияние которых проявляется в диапазоне частот свыше 300 мГц. В схеме:

S*(w) - действующая крутизна транзистора;

Сзи, Сзс, Rзи, Rзc - соответственно емкости и сопротивления обратносмещенного перехода;

rзи и rзс - омические сопротивления области затвора;

rси - дифференциальное сопротивление канала (его нередко называют внутренним сопротивлением);

rс - сопротивление области стока;

rи   - сопротивление области истока.

С учетом практических областей использования ПТ эквивалентную схему можно упростить. Так, например, сопротивления Rзи, Rзc имеют величины 108-1010 Ом, поэтому учитывать их целесообразно только при использовании ПТ в схемах электрометрии. Влияние омических сопротивлений области затвора rзи и rзс (их величина не превышает 10-20 Ом) незначительно вплоть до предельной частоты генерации. Влияние дифференциального сопротивления канала в типовом для усилительных схем диапазоне частот (до 0,7 fг) на усилительные и частотные свойства ПТ может также не учитываться. Анализ и расчеты частотной зависимости крутизны ПТ показывают, что для современных ПТ граничная частота крутизны превышает предельную частоту генерации транзистора в 2-5 раз, поэтому в типовом диапазоне

использования ПТ зависимость крутизны ПТ от частоты может не учитываться: граничная частота крутизны определяется как частота, на которой
модуль крутизны уменьшается в  по сравнению с его максимальным значением. На основании этих аргументов эквивалентная схема (рис. 3.11) может быть упрощена до вида (рис. 3.12).

Рис. 3.12. Упрощенная эквивалентная схема полевого канального транзистора

Эта схема вполне пригодна для инженерных расчетов усилителей на ПТ и широко используется разработчиками электронной аппаратуры. В упрощенной схеме ПТ крутизна S - реальная величина, измеренная в статическом режиме.

3.4.2. Полевой МОП-транзистор с изолированным затвором

В отличие от канального транзистора в МОП-транзисторе необходимо еще учитывать активное влияние подложки, которое в эквивалентной схеме для МОП-транзистора можно отразить в виде генератора тока. В реальных дискретных и интегральных схемах подложку обычно соединяют с истоком и тогда генератор тока можно исключить из схемы. Кроме того, сопротивления участков затвор-исток и затвор-сток в МОП-транзисторе учитывают сопротивление диэлектрика в области затвора. Входное сопротивление ПТ со стороны затвора составляет не менее 1014-1017 Ом, поэтому с этими сопротивлениями реально нужно считаться только в электрометрических схемах. На основании проведенного анализа в данной работе будет дана только упрощенная эквивалентная схема МОП-транзистора (рис. 3.13), используемая в типовых инженерных расчетах усилителей.

Крутизна по затвору в этой схеме предполагается не зависящей от частоты. Кроме того, в схеме отсутствует сопротивление участка «подложка-сток» (Rпс), но оно так велико по сравнению с сопротивлением канала (rси), что с его шунтирующим действием можно не считаться.

Более подробное описание эквивалентных схем полевых транзисторов с объемным и приповерхностным каналами дано в [1].

3.5. Полевые транзисторы в рабочем режиме

Принцип построения усилительных схем на полевых транзисторах практически не отличается от схем на биполярных транзисторах (входная, выходная цепи, цепи автосмещения, цепи обратной связи и т.д.). Принципиальной разницей является отсутствие входных токов у полевого транзистора, поэтому схемы автосмещения построены таким образом, чтобы эти токи не появились. Входные сопротивления усилителей на полевых транзисторах  очень велики, поэтому там, где стоит вопрос о согласовании низкоомной нагрузки с высокоомной, полевые транзисторы имеют явное преимущество перед биполярными; это, конечно, не значит, что у биполярных транзисторов нет преимуществ перед полевыми.

3.5.1. Схемы включения полевых транзисторов в рабочем режиме

Полевые транзисторы, как и биполярные, имеют три основные схемы включения - с общим истоком (ОИ), с общим стоком (ОС), с общим затвором (ОЗ), но эта схема в реальной практике не получила распространения.

На рис. 3.14 дана основная схема усилителя мощности на полевом канальном транзисторе с ОИ. Эта схема - лучший усилитель мощности, так как она усиливает и по току и по напряжению.

                               (3.16)

                                                            (3.17)

                                                                            (3.18)

Кроме того, схему с ОИ можно использовать в качестве фазоинвертора: фазу входного сигнала схема с ОИ на выходе меняет на противоположную.

На рис. 3.15, а приведена схема на полевом транзисторе со стопроцентной ОС по току - истоковый повторитель.

Рис. 3.14. Схема усилительного каскада на полевом транзисторе с ОИ

По схеме замещения (рис. 3.15, б) хорошо видно, что усиления по напряжению в схеме нет: напряжение на выходе меньше входного; коэффициент передачи напряжения в истоковом повторителе со входа на выход еще меньше, чем в эмиттерном повторителе (0,5-0,7)

                            (3.19)

Не усиливая по напряжению, схема истокового повторителя хорошо усиливает по току, поэтому она может быть использована в качестве усилителя мощности.

Главным достоинством схемы с ОС является ее высокое входное сопротивление, которое объясняется тем, что в схеме усилителя действует 100-процентная отрицательная обратная связь по переменной составляющей тока. Имея большое входное и малое выходное сопротивления, схема истокового повторителя широко применяется для согласования высокоомной нагрузки с низкоомной, например, во входных цепях измерительных вольтметров, осциллографов.

4. Основы цифровой схемотехники

4.1. Классификация электронных схем

Все электронные схемы принято делить на два класса:

1.   Цифровые схемы (ЦС).

2.   Аналоговые схемы (АС).

В цифровых схемах сигнал преобразуется и обрабатывается по закону дискретной функции. В основе цифровых схем лежат простейшие транзисторные ключи (рис. 4.1, а), для которых характерны два устойчивых состояния - разомкнутое и замкнутое. На основе простейших ключей строятся более сложные схемы (например, логические элементы, триггерные устройства и тому подобные схемы).

В аналоговых схемах сигнал преобразуется и обрабатывается по закону непрерывной функции. В основе аналоговых схем лежат простейшие усилительные ячейки, на основе которых строятся сложные многоступенные усилители, стабилизаторы напряжения и тока, генераторы синусоидальных колебаний и тому подобные схемы.

Особенности режимов цифровых и аналоговых схем можно объяснить, используя передаточную характеристику (рис. 4.1, б), которая выглядит одинаково для того и другого класса схем, однако, использование этой характеристики для каждого класса принципиально отличается.

Обозначения, принятые для передаточной характеристики (рис. 4.1, б):

Uвх 0 - уровень низкого напряжения на входе - уровень логического нуля;

Uвх 1 - уровень высокого напряжения на входе - уровень логической единицы;

Uвых 0 - уровень низкого напряжения на выходе - уровень логического нуля;

Uвых 1 - уровень высокого напряжения на выходе - уровень логической единицы;

еп1 - уровень напряжения помехи на входе для цифровых схем;

еп2 - уровень напряжения помехи на входе для аналоговых схем;

В транзисторном ключе два его устойчивых соcтояния (замкнутое и разомкнутое) соответствуют точкам А и В. Входные и выходные сигналы могут иметь лишь два уровня: Uвх.А и Uвх.В, или Uвых.А и Uвых.В. Форма передаточной характеристики между точками А и В несущественна, так как при ее  деформации выходные параметры остаются без изменения (на рис. 4.1, б деформация характеристики показана пунктирной линией). Следовательно, транзисторные ключи (и цифровые схемы) мало чувствительны к разбросу параметров, к температурному дрейфу, временному дрейфу, к внешним электромагнитным помехам и к собственным шумам.

В усилительных каскадах используется участок характеристики между точками СD. Следовательно, входные и выходные сигналы могут принимать любые значения в пределах этого отрезка характеристики. Учитывая возможную деформацию характеристики, делаем вывод о том, что усилительные каскады (аналоговые схемы) очень чувствительны к разного рода помехам, к разбросу параметров, к температурному дрейфу, временному дрейфу.

4.2. Параметры транзисторного ключа

1. Остаточное напряжение и остаточный ток.

Под остаточным напряжением надо понимать уровень напряжения на выходе открытого до насыщения транзистора. Величина остаточного напряжения  находится в прямой зависимости от степени насыщения транзистора: чем глубже насыщение транзистора, тем меньше остаточное напряжение на его выходе. Глубокое насыщение наступает в том случае, если транзистор переходит в режим двойной инжекции: инжекция в базу идет и из эмиттера, и из коллектора. Обычное значение остаточного напряжения на выходе насыщенного биполярного транзистора лежит в пределах Uост=0,05-0,1В. У полевого транзистора эта величина может быть гораздо меньше.

Под остаточным током подразумевается ток неосновных носителей через закрытый транзистор. Его величина очень незначительна и чаще всего им пренебрегают, но при повышении температуры и частоты с ним приходится считаться.

2. Степень насыщения транзистора в схеме ключа. Существует понятие формального критерия насыщения - когда на коллекторе действует прямое напряжение. Но транзистор обычно работает в режиме заданного тока, поэтому для оценки степени насыщения транзистора более удобен токовый критерий

                                                                             (4.1)

где Iкн - ток насыщения транзистора; b - статический коэффициент передачи тока базы; I+б  - отпирающий базовый ток. Чтобы оценить силу неравенства (4.1), вводится особый параметр - степень насыщения S:

                                                                              (4.2)

3. Быстродействие - время отклика схемы на сигнал, то есть это время, в течение которого транзистор переходит из закрытого состояния в открытое и наоборот. При этом самым важным параметром можно считать среднее время задержки распространения сигнала tср.зд.. Чем глубже насыщение транзистора, тем хуже быстродействие ключа в целом. Чтобы не допустить ощутимой инжекции со стороны коллектора в то время, когда потенциал коллектора изменился на противоположный, коллекторный переход шунтируется диодом Шоттке, падение напряжения на котором не превышает 0,2-0,4 В (рис. 1.8). При этом несколько увеличивается остаточное напряжение на транзисторе, но это окупается высоким быстродействием ключа.

4. Помехоустойчивость - устойчивость схемы против ложного срабатывания.

Статическая помехоустойчивость - максимально допустимое напряжение статической помехи, при которой еще не происходит изменения выходного напряжения. Под статической помехой понимают паразитные напряжения и токи, длительность которых значительно больше времени переключения схемы из одного состояния в другое. Измеряют помехоустойчивость обычно в вольтах. По отношению к полярности входного сигнала помехоустойчивость может быть существенно разной.

Динамическая помехоустойчивость возникает в переходных процессах.

5. Нагрузочная способность ключа.

Типичным для ключевых схем является сочетание нескольких ключей, соединенных последовательно или параллельно. В последовательной цепочке (рис. 4.2) каждый ключ может управлять не одним, а несколькими ключами. Поэтому нагрузочной способностью ключа называют количество параллельно включенных ключей, которыми способен управлять данный ключ.

Рис. 4.2. Ключевая цепочка

В схеме рис. 4.2 показано, что второй транзистор VT2 управляет не только ключом VT3, но и еще рядом ключей - VT4, VT5, VT6.

Величина тока, отпирающего ключ VT2,

                                                                              (4.3)

где U* - напряжение отпирания эмиттерного перехода втранзисторе; Rк - резистор нагрузки в коллекторной цепи VT1, который играет роль резистора смещения в цепи базы VT2.

Коллекторный ток в последовательной цепочке

Следовательно, коллекторный и базовый токи в последовательной цепочке почти одинаковы.

Обозначим число ключей, нагруженных на VT2, через n. Если допустить, что отпирающий ток (Iб) равномерно распределяется между базами всех параллельных ключей, то в цепи базы каждого ключа будет протекать ток

                                                                     (4.4)

Отпирающий ток должен удовлетворять токовому критерию насыщения (4.1), из которого можно получить принципиальное ограничение на нагрузочную способность ключа. Кроме того, учитывая, что ограничение должно быть достаточно жестким, то есть необходимо не просто обеспечить насыщение, а

минимальную степень насыщения транзистора Sмин (4.2) получаем

                                                               (4.5)

где b  - коэффициент передачи базового тока при нормальном включении транзистора.

В реальных схемах наблюдается неравномерное распределение токов между базами параллельно соединенных ключей. Дело в том, что крутизна входных ВАХ транзисторов очень высокая и малейшее несовпадение характеристики одного транзистора с характеристикой другого вызывает большой разброс в базовых токах (рис. 4.3)

Чтобы выровнять базовые токи транзисторов необходимо уменьшить крутизну ВАХ. С этой целью последовательно с базами каждого транзистора включают резисторы одного номинала. На рис. 4.2 эти резисторы показаны штриховыми линиями.

На рис. 4.3 второй пучок входных ВАХ транзистора соответствует схемам ключей с резисторами в цепях базы. Наклон характеристик соответствует сопротивлению R.

К сведению, сопротивление базы играет ту же роль, что и резистор R, но его величина не превышает 100-150 Ом. За счет сопротивления резистора R общее сопротивление базы будет больше, за счет чего и прямое  напряжение на эмиттерном переходе Uэ  увеличивается до 1,2 В.